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Data 8 dicembre 2015

AMPLIFICATORI DI POTENZA R.F. – 4°

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                             IL “PI-GRECO”

PREMESSA

 

Per ogni frequenza fondamentale generata,automaticamente si generano anche le rispettive ARMONICHE,che sono sempre delle frequenze multiple della fondamentale (fig.1).

 

1 - 76 K

 

Il disegno rappresentato in fig.1,potrebbe per molti essere poco chiaro e non totalmente comprensibile per cui rivediamo questi segnali come appaiono in pratica sullo schermo di un analizzatore di spettro.
Avendo scelto come esempio un quarzo da 15 MHz,sullo schermo (fig.2),vedremo subito la frequenza fondamentale a 15 MHz (più potente di ogni altra) seguita dalle armoniche le cui frequenze risultano multiple di 15 MHz (cioè 30-45-60-75 ecc.),ovviamente meno potenti della fondamentale.

 

2 - 66 K

 

Se ponessimo un ricevitore in prossimità di tale oscillatore,capteremmo un segnale sintonizzandoci sia sui 15 MHz che su 30-45-60-75-90-105-120 MHz.
E’ ovvio che il segnale più forte sarebbe quello dei 15 MHz,il secondo sui 30 MHz risulterebbe leggermente inferiore,quello sui 45 MHz un po’ più debole rispetto al segnale dei 30 MHz e così sempre più affievolendosi arriveremmo sulla gamma FM con la 5° e 6° armonica che risultano di 90 e 105 MHz.
Tali armoniche in alcuni casi si rivelano molto utili,a volte invece creano non pochi problemi.
Sono utili in quanto permettono,utilizzando quarzi di frequenza molto bassa,di raggiungere, duplicando o triplicando,le gamme VHF o UHF.

Altre volte le armoniche possono procurare seri problemi,ad esempio,irradiandosi nello spazio,possono creare delle interferenze su ricevitori e TV situati nelle immediate vicinanze.
In pratica,potremmo dire che realizzando uno stadio finale sui 27 MHz,se in uscita non vengono eliminate le sue armoniche,è come se contemporaneamente a questa trasmettessero altre tre o quattro emittenti sintonizzate sulle frequenze di 54,81,108,135,162 MHz.

Osservando sullo schermo dell’analizzatore di spettro tutte le frequenze presenti in uscita dal trasmettitore,questo indicherà di quanto risultano attenuate le armoniche rispetto alla frequenza fondamentale.
Ammettendo di aver regolato l’analizzatore in modo da far corrispondere ad ogni quadretto in verticale 10 dB,potremmo subito constatare che la 1° armonica è attenuata rispetto alla FONDAMENTALE di 15 dB,la 2° di 20 dB,la 3° di 35 dB,mentre la 4° di 20 dB .

Se la potenza finale del trasmettitore fosse di 5 watt,la potenza delle frequenze armoniche risulterebbe pari a quella di altrettanti trasmettitori come riportato qui sotto:

 

1° armonica = 158 milliwatt
2° armonica = 50 milliwatt
3° armonica = 1,5 milliwatt
4° armonica = 50 milliwatt
Noterete che non sempre accade che quando le armoniche si allontanano dalla frequenza fondamentale si attenuano proporzionalmente,succede infatti,come in questo caso,che la 4° armonica risulta pari come potenza alla 2°e questo può verificarsi se nel montaggio dei componenti del trasmettitore,per un caso fortuito,un componente si accorda su tale frequenza.
E’ comunque evidente che trasmettendo con 5 watt,solo la prima armonica che dispone di 158 milliwatt,pari cioè a 0,158 watt potrebbe raggiungere qualche chilometro di distanza,le altre invece sarebbero limitate a poche centinaia di metri.

Se il nostro stadio finale erogasse una potenza maggiore,ad esempio 60 watt,allora sarebbero presenti delle armoniche la cui potenza non è da sottovalutare:

 

1° armonica = 1,89 watt
2° armonica = 0,6 watt
3° armonica = 19 milliwatt
4° armonica = 0,6 watt

 

 

Per determinare in funzione ai dB di attenuazione la potenza delle armoniche,conoscendo la potenza della “fondamentale” riportiamo una tabella che potrà essere utile.

 

 

TABELLA ATTENUAZIONE IN POTENZA

 

 

5 dB dividere per  3,16
10 dB     ”          ”    10
15 dB     ”          ”    31,62
20 dB     ”          ”    100
25 dB     ”          ”    316
30 dB     ”          ”    1.000
35 dB     ”          ”    3.162
40 dB     ”          ”    10.000
45 dB     ”           ”   31.622
50 dB     ”          ”   100.000
55 dB     ”          ”    316.227
60 dB     ”          ”   1.000.000
65 dB     ”           ”   3.162.277
70 dB     ”           ”  10.000.000

 

 

Quando si trasmette con potenze sull’ordine di 10 watt,potrebbe già risultare ottimo un FILTRO che attenui 30-35 dB, trasmettendo con potenze sull’ordine di 50 watt potrebbero essere scelti filtri che riescano ad attenuare circa 40-45 dB,per potenze maggiori occorre superare i 50 dB di attenuazione.

 

 

FILTRO PASSA/BASSO A PI-GRECO

 

 

Questo filtro presenta il vantaggio di iniziare ad attenuare,come si vede in fig.5,solo le frequenze superiori rispetto a quella su cui il filtro è stato calcolato.
Molto semplice da realizzare,il filtro passa/basso è in grado di eliminare tutte le armoniche presenti in uscita del trasmettitore.

 

3 - 83 K

 

4 - 68 K

 

 

Il filtro passa/basso a pi-greco riportato in fig.6 permette di attenuare di circa 20 dB la 1° armonica,di 40 dB la 2° armonica e di 60 la 3° armonica.

 

ESEMPIO

 

Abbiamo un trasmettitore sui 27 MHz,subito potremo ricavare il valore in microhenry della bobina che risulterà pari a:

 

L = 52 : (3,14 x 27) = 0,613 microhenry

 

poi ricaveremo il valore dei due condensatori da applicare ai due estremi della bobina utilizzando la formula :

 

C = 1.000.000 : (6,28 x 52 x 27) = 113,4 pF

 

Per conoscere il numero delle spire,potremo vedere le tabelle che riportano il valore d’induttanza in funzione al numero delle spire e al diametro .
Se troviamo come risultato della capacità un valore non standard,anzichè scegliere come potrebbe sembrare più logico il valore superiore,è bene scegliere la capacità inferiore . E’ meglio che il filtro inizi ad attenuare da 30 MHz (capacità minore) anzichè da 25 MHz (capacità maggiore) perchè nel secondo caso verrebbe attenuata anche la “frequenza fondamentale”.

Per realizzare bobine utilizzando filo di diversa sezione oppure avvolgerle su supporti di diametro per esempio di: 10 – 12 – 18 mm ecc., si potrà usare la seguente formula :

 

5 - 146 K

 

 

 

 

NOTA

 

Realizzando un qualsiasi filtro,modificando in più o in meno il numero delle spire della bobina,rispetto a quelle ricavate dal calcolo,si riesce sempre ad ottenere un accordo perfetto.
In un circuito che richiede 8 spire, se noi invece inseremo una bobina con 10 spire, oppure con 6, in entrambi i casi il circuito si accorderà sempre; quello che varierà sarà solo il Q.

Il calcolo del filtro a Pi-greco risulterà totalmente errato se constateremo che uno dei due condensatori va tenuto alla minima capacità e l’altro occorre aumentarlo in modo sproporzionato.

Ad esempio,se nel nostro Amplificatore R.F. per ottenere un accordo perfetto un condensatore va ruotato per esempio a 10 pF e l’altro a 900 pF (a centro banda), le spire della bobina del filtro possono risultare in eccesso o in difetto.

Provando nel Pi-greco bobine con un numero di spire diverso,si potrà subito constatare se il condensatore che dovevamo tenere alla minima capacità (10 pF) lo dobbiamo aumentare a 40-50 pF (a centro banda), logicamente si verificherà che anche il secondo variabile,che in precedenza lo dovevamo ruotare alla sua massima capacità (cioè 900 pF) ora si accorda su valori inferiori.

Inserendo in un circuito una bobina con un maggior numero di spire si aumenta il Q del circuito,diminuendo il numero di spire si riduce il Q.

Un basso Q ci permette di ottenere un identico rendimento su una larga banda passante,questo significa che se abbiamo realizzato un amplificatore calcolando al centro banda dei 26 – 28 MHz,cioè a 27 MHz,potremo tranquillamente variare la frequenza del TX da 26 a 28 MHz,senza dover tarare di nuovo il Pi-greco (o quasi).
Con un basso Q il rendimento risulterà sempre inferiore ad un circuito ad alto Q,cioè avremo meno watt di AF in uscita,in cambio del vantaggio di poter prendere come riferimento la frequenza centrale di 27 MHz e di poter variare la frequenza del TX in un campo molto più ampio,appunto da 26 a 28 MHz.

Se avessimo calcolato il filtro sulla frequenza di 27 MHz con un Q elevato potremmo,senza dover ritoccare gli accordi,variare la frequenza da 26 a 28 MHz,ma non riusciremmo ad ottenere la stessa identica potenza su 26 o su 28 MHz senza ritoccare l’accordo dei due condensatori variabili.

Non dovrete assolutamente preoccuparvi se dai calcoli effettuati otteniamo che nel circuito è richiesta una bobina da 8 spire,mentre in pratica,provando l’accordo,ci si accorge che un maggior rendimento si avrà con 9 oppure 10 spire.

Per avere una capacità residua sufficiente su tutta la banda ad esempio dei 26 – 28 MHz,è consigliabile usare un numero di spire della bobina in modo che al centro banda di 27 MHz,il variabile di Placca e quello di Antenna siano centrati il più possibile a metà corsa.

 

 

IMPEDENZIMETRO – CAPACIMETRO

 

Una volta realizzata la bobina se ne può controllare il valore reale tramite un impedenzimetro.

 

5a - 175 K

IMPEDENZIMETRO – CAPACIMETRO

 

 

 

5b - 260 K

 

 

 

6   - 147 K

 

7 -  157 K

 

8  - 326 K

 

9  -  242 K

 

– TRASMETTITORI COMMERCIALI
Ricordiamo che tutti i trasmettitori commerciali sono tarati su una impedenza di 52 ohm.

 

– PI-greco d’ INGRESSO del LINEARE
Quindi per avere un perfetto accordo del Pi-greco d’ingresso del lineare,lo stesso dovrà essere accordato su una impedenza di 52 Ω oltre che sulla
frequenza di lavoro del TX.

 

– GRID-DIP

 

 

10 - 293 K

 

 

10a - 285 K

 

 

10b - 266 K

 

10c - 200 K

Grid-dip digitale

 

10d - 187 K

 

 

Se costruite un CIRCUITO ACCORDATO,avrete sicuramente necessità di conoscere su quale frequenza questo si accordi.
Lo strumento capace di risolvere in modo pratico e preciso questo problema è il GRID-DIP. Questo strumento è di particolare utilità per il radioamatore in quanto permette di misurare la frequenza di risonanza di un CIRCUITO ACCORDATO a INDUTTANZA e CAPACITA’ in modo estremamente rapido ed agevole,senza che vi sia nemmeno la necessità di dissaldare il circuito accordato in prova dal resto del circuito.
Il GRID-DIP è uno strumento di grande versatilità ed è insostituibile quando si debbano realizzare circuiti,quali quelli dei trasmettitori o dei ricevitori,in cui sono presenti bobine e condensatori che debbono assieme risuonare su delle frequenze ben precise.
E’ infatti nota a tutti la difficoltà di realizzare un circuito accordato che risuoni su una determinata frequenza; in generale,una volta realizzata la bobina ed inserito il condensatore di appropriata capacità,si riscontrano sempre delle differenze,spesso anche notevoli,rispetto alla frequenza di risonanza desiderata.
Queste variazioni sono dovute ad una molteplicità di fattori imprevedibili e pertanto,possono essere eliminate solo ricorrendo ad una messa a punto sperimentale del circuito accordato nelle sue reali e definitive condizioni di impiego.
Il funzionamento del GRID-DIP è molto semplice,si tratta di un oscillatore la cui frequenza può essere variata a piacere in base alle indicazioni riportate su di una scala graduata.
Quando nelle vicinanze della bobina dell’oscillatore viene a trovarsi un circuito accordato sulla stessa frequenza,quest’ultimo comincia evidentemente ad assorbire energia sottraendo potenza all’oscillatore del GRID-DIP.
Le variazioni di potenza vengono evidenziate da uno strumento opportunamente inserito il quale,pertanto,segnalerà con il suo movimento quando la frequenza dell’oscillatore del GRID-DIP è uguale a quella di risonanza del circuito che si vuole provare.
La misura è,come si vede,oltremodo semplice; basta avvicinare la bobina esploratrice del GRID-DIP a quella del circuito accordato e ruotare la sintonia del GRID-DIP fino a che lo strumento non segnali l’uguaglianza delle due frequenze.
A questo punto basta leggere sul quadrante del GRID-DIP la frequenza di risonanza del circuito accordato.
I primi GRID-DIP erano evidentemente a valvole,anzi proprio dal tubo elettronico deriva la denominazione di questo strumento.
Infatti <grid> vuol dire <griglia> e <dip> potrebbe letteralmente essere tradotto <inclinazione,caduta>,nel caso specifico volendosi indicare una improvvisa deviazione della corrente di griglia quando il circuito dell’oscillatore viene sintonizzato sulla frequenza di accordo della bobina che si sta provando.
Il tipo classico di GRID-DIP porta,infatti,uno strumento inserito sulla griglia del tubo in modo da misurarne la corrente che vi passa e mettere in evidenza la brusca diminuzione che questa subisce quando viene assorbita potenza dall’esterno.
La valvola poi,per ovvi motivi di alimentazione e d’ingombro,è stata abbandonata per sostituirla con i transistor; la denominazione invece è rimasta la stessa anche se,utilizzando i transistor,si sarebbe dovuto provvedere a cambiare anche quest’ultima.
Ci teniamo a premettere che il GRID-DIP non serve solamente per determinare la frequenza di risonanza di un circuito, ma le funzioni che esso può esplicare vanno ben oltre questa operazione abbastanza semplice.
Lo si può infatti impiegare come:
– generatore di A.F. per tarare ricevitori (specie sulle gamme VHF,dove in pratica è impossibile reperire a prezzi accessibili uno strumento adatto),
– per determinare le frequenze di risonanza di un’antenna,
– per trappole e filtri
– per la determinazione della frequenza di risonanza dei tratti di linea,
– per accordare una bobina di compensazione su un’antenna caricata,ecc.

La bobina del GRID-DIP ovviamente,deve essere intercambiabile in maniera di avere la possibilità di esplorare le gamme di frequenza tra le onde corte e le VHF.

Sull’esterno dello strumento c’è una scala graduata che indica le frequenze di risonanza per ogni bobina impiegata.

 

11 -  105 K

 

1) π d’USCITA______________________

 

 

– Per adattare l’ IMPEDENZA D’USCITA del lineare su 52 OHm ,occorre usare un CARICO FITTIZIO a 52 OHm e di potenza adeguata.
– I condensatori variabili del π d’USCITA devono essere possibilmente tarati il più possibile A META’ della loro CORSA sul CENTRO BANBA,così se dobbiamo coprire la frequenza di 26-28 MHz,dovremo cercare di regolarli a metà corsa sulla frequenza di 27 MHz.
Questo perchè avremo una capacità residua dei condensatori sufficiente per poter coprire (accordare) su tutta la banda 26-28 MHz.
Scendendo di frequenza,la capacità aumenta,salendo di frequenza la capacità diminuisce.
– Se volessimo aumentare l’escursione di frequenza,al di sotto dei 26 MHz o al di sopra dei 28 MHz,dovremmo cambiare il valore dell‘INDUTTANZA della bobina del π .
– Per essere sicuri che l’adattamento di impedenza con l’antenna sia perfetto, possiamo controllare alcuni parametri.
a) sia il VARIABILE di PLACCA che quello d’ANTENNA,non dovranno essere completamente aperti, completamente chiusi.
b) possiamo controllare il GUADAGNO del tubo,se ad es. un tubo ha un guadagno di 14 dB e il costruttore ci

dice che l‘USCITA deve essere 1000w con un un PILOTAGGIO di 40w, è evidente che che: 1000:40 = 25,quindi il Log 25 = 14 ed allora se siamo riusciti ad ottenere questi dati,cioè la potenza d’uscita di 1000w con 40w di pilotaggio,vuol dire che i dati del costruttore sono soddisfatti e quindi il nostro lineare viaggia a pieno regime.
c) Ma dovremo controllare ancora un altro parametro perchè se vi è un disadattamento di IMPEDENZA

sull’ ANTENNA, allora una parte più o meno grande del segnale d’uscita potrebbe ritornare in dietro e quindi la potenza  che leggiamo sul WATMETRO potrebbe non corrispondere al vero.
Dobbiamo allora controllare sempre il ROS in antenna e contemporaneamente dobbiamo leggere sullo strumento quanto è il valore della POTENZA RIFLESSA in W che dovrà essre sottratta dalla POTENZA DIRETTA.

 

– E’ evidente che, se per ottenere la massima potenza d’uscita il VARIABILE di PLACCA dovesse risultare TUTTO APERTO (cioè alla minima capacità),allora vuol dire che dovremo DIMINUIRE l’ INDUTTANZA del π (cioè togliere una spira),se al contrario,il variabile di Placca dovesse risultare TUTTO CHIUSO (cioè alla massima capacità),allora vuol dire che dovremo AUMENTARE l’ INDUTTANZA del  π (cioè aumentare una spira).
– Per evitare l’ACCORDO su una ARMONICA, è consigliabile iniziare la taratura del π con i condensatori entrambi regolati alla massima capacità e quindi procedere più o meno velocemente in apertura.
– Il “Q” dovrebbe essere compreso fra 10 e 20,se è più basso,si ha un AUMENTO  di armoniche in uscita; se è più alto,si ha un AUMENTO delle PERDITE,causato dalle maggiori correnti che circolano nel circuito volano.
– La LARGHEZZA DI BANDA dei CIRCUITI ACCORDATI,è generalmente espressa come Differenza in Frequenza fra due punti nei quali la POTENZA dell’amplificatore si riduce alla META’ del valore che ha al CENTRO BANDA.
Questi punti vengono denominati di solito PUNTI A META’ POTENZA.

 

– Influenza del “Q” sulla radiazione di armoniche

Per circuiti aventi un “Q” superiore a 10 ,qualunque ulteriore aumento non apporterà più alcuna apprezzabile riduzione delle ARMONICHE,sicchè occorrerà ricorrere ,piuttosto che ad un ulteriore aumento del “Q”,all’impiego di addizionali CIRCUITI FILTRO esterni all’amplificatore.

 

– Impedenza di accordo
Il numero delle spire dell’impedenza deve essere determinato in modo che a CENTRO BANDA : 27 MHz si abbia la massima potenza d’USCITA R.F. (W).

 

– Condensatore di prelevamento R.F.
Per 26-28 MHz,la capacità ottimale è di 1.000 Pf,ovviamente dovrà essere ad alto isolamento e ad alto amperaggio.
Vi è da dire che la capacità di questo condensatore influenza la posizione (capacità) dei due variabili del π .

 

– Soppressione della 2° armonica
Il π è un Trasformatore a R.F. che adatta la BASSA IMPEDENZA del CAVO COASSIALE con l’ ALTA IMPEDENZA DI CARICO delle VALVOLE.
Con il π che si usa normalmente sugli amplificatori ,la soppressione della 2° armonica è di circa 30-35 dB con un “Q” di 12.
Naturalmente questa è una buona attenuazione,ma se il segnale TV è molto debole,potrebbe essere necessaria un’ulteriore attenuazione con un FILTRO PASSA-BASSO esterno.

 

– Limiti di trasformazione del π
Si è detto che il Pi-greco è un Trasformatore di Impedenza,ma quali sono i suoi limiti? Dobbiamo considerare due impedenze:
Z1 : è l’IMPEDENZA DI CARICO del TUBO
Questo valore varia
– a seconda della classe di funzionamento del tubo,
– a seconda delle TENSIONI e CORRENTI applicate
Z2 : – è l’ IMPEDENZA del CAVO COASSIALE
Essa è ormai standardizzata a 50 OHm
Quindi il π “vede” quasi sempre un’IMPEDENZA composta da una componente RESISTIVA e da una componente REATTIVA (capacitiva o Induttiva).
Ammesso Z2 = 50 OHm, il Pi-greco può trasformare fino ad una Impedenza di Carico del Tubo di 5000 OHm,il chè vuol dire un RAPPORTO DI TRASFORMAZIONE = 100 (5000:50=100).

 

– Possibili difficoltà
a) aumento della frequenza oltre 28 MHz
Più saliamo di frequenza e più la capacità richiesta per il variabile di PLACCA diminuisce,fino a diventare molto bassa,per es. 30-32 Pf.
Questi valori sono molto bassi se si pensa che la sola capacità d’ USCITA DEI TUBI può aggirarsi anche sui 15-17 Pf.
A questa capacità va aggiunta la CAPACITA’ MINIMA del VARIABILE, più le varie capacità PARASSITE, ad es. delle PIATTINE di COLLEGAMENTO,ecc.
Alla fine è facile superare la capacità richiesta di soli 30-32 Pf,allora un rimedio possibile è quello di usare

un VARIABILE con capacità RESIDUA veramente MINIMA.
Il problema può essere risolto usando un variabile SOTTO VUOTO.
Se poi eventualmente sulle frequenze più basse (40-80 m) mancasse un po’ di capacità,si potrà COMPENSARE con una capacità COMMUTABILE.

 

– Tensione del variabile di antenna (LOAD)
Sul condensatore d’antenna la TENSIONE è piuttosto BASSA,quindi anche con una piccola spaziatura fra le lamine è molto difficile che avvengano delle scariche ( ovviamente tutto dipende dal livello di potenza d’uscita).

 

12--317 K

26 – 28 MHz

 

12a----293 K

26 – 28 MHz

 

 

Pi-greco d’USCITA per 3CX800 e 3CX1500A7. I VARIABILI sono molto robusti e ben spaziati per evitare scariche fra le lamine.

Un piccolo ventilatore aumenta notevolmente la dissipazione termica del circuito.

 

– Capacità dei variabili per n.1 tubo 3CX1500A7
Variabili come quelli usati nella foto dell’amplificatore e cioè AD ARIA
Variabile di ANTENNA: circa 800 Pf
Variabile di PLACCA: circa 160 Pf
capacità residua: circa 45 Pf

 

13 - 148 K

 

Questa formula è semplificata perchè in realtà si dovrebbe considerare anche la resistenza Ohmica dei VARIABILI,cioè l’ IMPEDENZA e non solo la REATTANZA. Comunque l’approssimazione della formula è più che sufficiente.

 

14 - 178 K

 

CHOKE DI PLACCA
E’ utile per smorzare eventuali oscillazioni parassite nel campo delle VHF.
IMPEDENZA DI BLOCCO RF – A.T. : è bene spaziare le prime 10 spire per aumentarne l’isolamento R.F. e quindi evitare scariche,affinchè lo spazio fra le spire rimanga costante è consigliabile eseguire una filettatura del teflon al tornio,oppure si può ricoprire il rame smaltato con tubetto isolante  HES 25 che ha un isolamento di ben 2.500 Volt, sovrapponendo due tubetti si arriva ovviamente a 5.000 Volt.
CONDENSATORI DI PRELEVAMENTO R.F.
VARIABILI DEL PI-GRECO

 

Devono essere ad ALTO ISOLAMENTO e ad ALTO AMPERAGGIO tanto più è alta la TENSIONE C.C. di alimentazione del tubo e la POTENZA D’USCITA R.F.
Per la frequenza di 26 – 28 MHz è sufficiente una capacità di 1.000 pF,che può essere raggiunta con un solo condensatore o con due da 500 pF in parallelo.

I condensatori di prelevamento R.F. più idonei sono i seguenti:

 

19 - 208 K

 

19a - 337 KCondensatori a mica da trasmissione,alto amperaggio. Capacità 200, 500 pF – 5 Kv
Dimensioni: cm 8×4,5×3 e 9x5x3,5.

 

20 - 30 K

 

SAMSUNG CAMERA PICTURES

 

 

SAMSUNG CAMERA PICTURES

 

 

SAMSUNG CAMERA PICTURES

 

SAMSUNG CAMERA PICTURES

 

20e - 270 K

Robusto variabile d’antenna con ottima spaziatura per potenze fino 2 Kw – K.D.
Capacità: 400 pF x 3 = 1.200 pF.

 

 

21 - 259 KCondensatori ceramici ad alto isolamento fino a 15 KV,molto robusti,massima affidabilità,con capacità da 500 pF e 1.000 pF.

 

22 - 150 KOttimi condensatori variabili di massima robustezza,a sinistra condensatore spaziato per prelevamento anodico con una potenza R.F. applicabile fino a 1 – 1,5 Kw – K.D.,capacità 120 pF.
A destra variabile d‘antenna a 5 sezioni di 400 pF cad. per un tot. di 2.000 pF,potenza applicabile fino a 1 – 1,5 Kw – K.D.
Entrambi ottimi per la gamma CB 26 – 28 MHz. Il variabile d’antenna va bene per tutte le decametriche.
Dimensioni: cm 10x4x7 – 15x7x8.

 

22a---302 KVariabile di sinistra come sopra, SPAZIATURA ottima.

 

22b - 300 KRobusto e ben spaziato

 

22c - 321 KCompensatori per stadio d’INGRESSO molto robusti e con spaziature perfette e stabili in bronzo fosforoso.

 

22d - 326 KVariabili di ottima fattura e molto robusti in bronzo fosforoso,praticamente indeformabili.
Isolatori in ceramica.

 

23 - 242 KCondensatori ceramici a fungo di prelevamento anodico ad altissimo isolamento,fino a 30 Kv.
Dimensioni (da sinistra): cm 11×4 – 10×4,5 – 10×7 – 16×7.

 

23a - 294 KCondensatore ceramico passante di potenza 20 Kw, dimensioni: h = cm 15 x L = cm 7 ,diametro della flangia cm 12.

 

23b - 265 KCome sopra

 

23c---245 KDimensioni: cm  20 x 8

 

23d---250 KCondensatore ceramico di prelevamento R.F. – 30 Kv20 Kw R.F. – alto amperaggio.
Dimensioni: cm 24 x 8

 

24 - 276 KVariabile di prelevamento anodico spaziato,ottimo per potenze R.F.fino a 5 Kw. – K.D.
Molto robusto con ottima realizzazione meccanica. Dimensione: cm 17x10x11. Capacità 170 pF.

25---237 KCome sopra

 

 

COMMUTATORI DI BANDA

 

26 - 204 K

 

27 - 205 K

 

28 - 192 KCome sopra

 

 

30 - 203 K

 

 

31 - 217 K

 

 

32 - 208 K

33  - 200 K

 

 

RELE’ DI COMMUTAZIONE R.F.

 

34 - 195 K

35 - 206 K

 

 

 

2) π d’ingresso dell’amplificatore

 

 

 

Il pi-greco d’ingresso di un amplificatore può essere collocato sia esternamente che internamente.
Prima di installare un Pi-greco definitivo all’interno del lineare, consiglio di usare un π di prova per metterlo a punto in modo molto vicino alle condizioni reali di lavoro (sul CATODO della valvola) e soprattutto in modo MOLTO RAPIDO.

Questo pi-greco non dovrà essere accordato immediatamente sul catodo della valvola,ma sarà molto utile fare un primo accordo direttamente su CARICO FITTIZIO.

Come si vede consiglio di realizzare un π all’interno di uno scatolino di metallo in modo che sia ben schermato.
All’esterno vi sono le due manopole di regolazione dei variabili di INGRESSO (INP) e USCITA  (OUT).
Le dimensioni sono: L = 23 cm, H = 7 cm, A/R = 12 cm.

 

36 - 32 K

37 - 53 K

 

 

Come si può facilmente vedere all’interno vi sono 2 condensatori variabili ciascuno con 2 sezioni di 500 pF cad. per un totale di 1.000 pF a condensatore.
I condensatori devono essere di buona realizzazione meccanica,su isolatori in ceramica e con una discreta spaziatura fra le lamine.
Ricordiamo che se le lamelle non sono perfettamente parallele,durante la rotazione dei variabili,le lamine possono avvicinarsi eccessivamente e quindi facilmente possono scaricare.
Qualora durante l’eccitazione si verificassero delle scariche fra le lamine,ciò impedirebbe la messa a punto del π.
Se avvengono delle scariche fra le lamine,talvolta si possono facilmente sentire,tanto più se la potenza di pilotaggio sale,ma si possono anche vedere se l’ambiente è in penombra.
Come si vede le due sezioni di ogni variabile sono collegate in parallelo.
I variabili sono collegati rispettivamente al connettore d’ INGRESSO ed a quello d’USCITA con due conduttori di rame nudo, i più corti possibile.
I connettori di Ingresso e di uscita sono 2 PL isolate in Teflon (anche se andrebbero bene quelle in bachelite,poichè la potenza di eccitazione è piuttosto bassa).
Il π è collegato al lineare tramite due spezzoni di cavo coassiale del tipo RG58 ciascuno della lunghezza di

1 m.

 

38- 250 KCome si vede nella foto,c’è la possibilità,se necessario,di poter dissaldare il collegamento su una sezione del variabile,qualora fosse richiesta una capacità inferiore a 500 pF. Le due sezioni sono infatti di 500 pF cad. Quindi con un minimo ammattimento possiamo spaziare da 10 a 1.000 pF rapidamente.
Fra i due variabili vi è anche l‘IMPEDENZA per l’accordo sulla frequenza desiderata.

 

GRID-DIP
La prima taratura di questo π deve essere fatta a freddo ,cioè col π sul tavolo senza alcuna connessione con il lineare nè con il TX, tramite l’impiego del GRID-DIP che ci permetterà di scegliere il numero di SPIRE più giusto per l’IMPEDENZA fra i variabili.
Se vogliamo accordare il π sulla banda 26-28 MHz,allora dovremo scegliere un numero di spire per cui si abbia la risonanza a CENTRO BANDA e cioè su 27 MHz con i variabili a metà corsa (per avere una riserva di capacità su tutta la banda).

– i cavetti di collegamento al π influenzano il ROS d’ingresso,essi non devono essere nè troppo lunghi,nè troppo corti,in linea generale è bene farli intorno al metro di lunghezza. Ovviamente devono essere fatti con cavetto schermato del tipo RG58.
E’ bene mantenere la stessa lunghezza dei cavetti anche dentro al lineare.

 

ROS – WATTMETRO

Quando tariamo un Pi-greco d’ingresso ad un lineare,per vedere più rapidamente che cosa succede,è consigliabile usare uno strumento che ci visualizzi contemporaneamente sia i watt in uscita dall’eccitatore,sia il ROS in INGRESSO al lineare. Ne riportiamo un esempio:

 

38a- 207 K

 

 

Taratura del Pi greco ESTERNO su Carico fittizio

 

39 -   218 K

 

– Banda da coprire: 26 – 28 MHz
-mettiamo lo scatolino del pi-greco sul tavolo di lavoro e lo colleghiamo all’uscita del Rosmetro e al Carico Fittizio tramite due cavetti di RG58 lunghi circa

1 m.
– useremo una sola bobina per la gamma 26-28 MHz tarata a centro banda cioè su 27 MHz,questa bobina dovrà essere calcolata con un numero di spire tali da far sì che a centro banda (27 MHz),i due variabili siano il più possibile a metà corsa.
– tariamo il pi-greco prima su 26,5 MHz
misuriamo con un capacimetro i due variabili e ne riportiamo i valori su un foglio di carta
– tariamo il pi-greco successivamente su 27,5 MHz
misuriamo con un capacimetro i due variabili e ne riportiamo i valori su un foglio di carta
– Il consiglio è di partire subito con le due sezioni collegate in parallelo,cioè con i 1000 Pf disponibili, perchè se la capacità di accordo è troppo bassa,si potrebbe facilmente accordare su un’armonica,nel qual caso il π non potrebbe essere accordato su 27 MHz ed il ROS sarebbe molto > 1
– occorre partire con i due variabili CHIUSI per evitare il rischio di accordare su una armonica.
– In queste condizioni il ROS sarà altissimo
– iniziamo l’accordo con i due condensatori alla massima capacità,
ruotando ora lentamente C1 troveremo una posizione in cui il ROS tenderà a diminuire ,
ruotando C2 lentamente,osserveremo un ulteriore diminuzione del ROS,
– ritocchiamo alternativamente C1 e C2 fino ad ottenere il minimo ROS possibile ,
– il numero ideale di spire di L1 sarà quello che ci darà il minimo ROS con i variabili il più possibile a metà corsa,naturalmente non tutti e due i variabili saranno nella stessa posizione,ma uno sarà un po’ più chiuso ed uno un po’ meno. Perchè è bene cercare di ottenere questo accordo preliminare con i variabili il più possibile a metà corsa?
La risposta è semplice e cioè,poichè quando andremo a mettere il π sul catodo della valvola certamente

andrà riadattato un po’,allora più capacità disponibile avremo sui variabili e meglio potremo fare la nuova messa a punto,altrimenti potremmo anche avere un variabile che diventa o tutto aperto o tutto chiuso.
– In generale se un variabile è troppo CHIUSO ,occorre aumentare il numero di spire e viceversa (più spire = meno capacità e meno spire = più capacità).
– A questo punto il pi-greco “vede” 50 ohm in ingresso e in uscita.
– E’ evidente che la taratura non corrisponderà poi esattamente a quella effettuata sul K (sotto eccitazione),ma sarà molto vicina.
– Durante questa fase di “PRETARATURA” del π occorre naturalmente tenere la potenza di uscita del TX molto bassa,bastano solo 5w,per evitare un eventuale riscaldamento del transistor finale del TX,in quanto fino a quando il π non è perfettamente tarato,vi può essere un leggero ritorno di R.F. che ,nel caso in cui la potenza di uscita del TX fosse troppo alta,potrebbe danneggiare il finale.
– Ricordiamo inoltre che,durante questa taratura,dovremo schiacciare la portante del TX ad intervalli piuttosto brevi, cercando l’accordo più in fretta possibile.
– Essendo i variabili regolabili su tutta la banda 26-28 MHz,il ROS sarà sempre = 1 – 1,1
Il Pi-greco può essere collocato sia all’ESTERNO del lineare che all’INTERNO.

 

 

39A- 243 KCome si vede in questo caso,il Pi-greco d’ingresso, costituito da due variabili di 1.000 pF ciscuno,è stato collocato all‘interno del lineare e quindi si può facilmente accordare su tutta la banda 26-28 MHz,mantenendo sempre il ROS = 1,1. Sono state usate delle manopole millimetrate e demoltiplicate per una fine regolazione.

 

 

DOPPIO PI-GRECO FISSO ALL’INTERNO DEL LINEARE

 

Riprendiamo il nostro pi-greco dello scatolino e facciamo le seguenti tarature sempre su Carico Fittizio:

 

Banda 26-27 MHz (tarare sul centro banda cioè su 26,5 MHz),otterremo:

26 MHz =      ROS 1,1-1,2
26,5 MHz =  ROS 1 (taratura)
27 MHz =      ROS 1,1-1,2
Banda 27-28 MHz (tarare sul centro banda cioè su 27,5 MHz),otterremo:

27 MHz =      ROS 1,1-1,2
27,5 MHz = ROS 1 (taratura)
28 MHz =     ROS 1,1-1,2

 

 

Una sola BOBINA

 

 

Capacimetro
Una volta ottenuti gli accordi desiderati su 26,5 MHz e su 27,5 MHz,tramite l’uso di un pi-greco esterno ,dovremo misurare con un capacimetro le capacità dei due variabili e scriverle su di un foglio di carta, perchè ci serviranno come valori di riferimento per scegliere le capacità dei compensatori del pi-greco da mettere sul circuito stampato all’interno del lineare.
– In base alle prove effettuate,i valori risultanti delle CAPACITA’ dei variabili sono i seguenti (su Carico Fttizio):
INGRESSO:

26,5 MHz =  260 pF
27,5 MHz =  247 pF
USCITA:

26,5 MHz =  400 Pf
27,5 MHz =  354 pF

 

– In base a questi valori,ho ritenuto giusto usare come capacità complessive dei variabili sul circuito stampato le seguenti:
INGRESSO:

26,5 MHz =   500 pF (2 compensatori in parallelo)
27,5 MHz =   500 pF (2 compensatori in parallelo)
USCITA:

26,5 MHz =   500 pF (2 compensatori in parallelo)
27,5 MHz =   500 pF (2 compensatori in parallelo)

 

 

 

40 - 277 K

 

1) Taratura di un pi-greco a 26,5 MHz (centro banda di 26-27 MHz)

26     MHz =  ROS 1,1-1,2
26,5 MHz =  ROS 1
27    MHz =  ROS 1,1-1,2

2) Taratura dell’altro pi-greco a 27,5 MHz (centro banda di 27-28 MHz)

27     MHz =  ROS 1,1-1,2
27,5 MHz =  ROS 1
28    MHz =  ROS 1,1-1,2

 

NOTE
– per avere un buon margine di manovra,queste capacità di accordo dei variabili dovrebbero essere considerate circa a metà corsa degli stessi variabili,quindi la loro capacità totale dovrebbe essere almeno il doppio o se proprio non si può ottenere perchè non abbiamo a disposizione detti compensatori,almeno il 50% in più).
-noi abbiamo a disposizione dei compensatori metallici con dielettrico solido,della capacità di 250 pF,quindi piuttosto limitati nella loro possibilità di escursione,ma cercheremo di sopperire alla carenza di capacità,usandone 2 in parallelo. Dove questo non è sufficiente ugualmente ,useremo un piccolo condensatore ceramico in parallelo collocato sotto al circuito stampato.
– Se decidiamo di mettere il Pi-greco all’interno del lineare,ma di non usare dei condensatori variabili,ma bensì dei piccoli compensatori,sia pure variabili,ma bloccati su una capacità fissa di accordo,allora per coprire la banda 26-28 MHz mantenendo il ROS ottimale,dovremo usare n.2 Pi-greco,uno per coprire la banda 26-27 MHz e l’altro 27-28 MHz.
Ovviamente in questo caso,i due pi-greco dovranno essere commutati alternativamente sulla banda scelta tramite l’impiego di un RELE’ a due posizioni.
– Ricordiamo che valori di ROS oltre 1,5-1,7 potrebbero essere molto pericolosi in quanto potrebbero

causare delle autoscillazioni in grado di danneggiare seriamente il finale del TX come pure la valvola del lineare (specialmente usando alte potenze).
– ricordo che per avere un buon margine di manovra,durante l’accordo del circuito, la capacità di ciascun variabile dovrebbe essere almeno il DOPPIO di quella necessaria ,perchè in questo modo,la metà rimanente di capacità ci permette molto agevolmente di poterci spostare a destra e a sinistra del variabile (cioè aumentare o diminuire le capacità) in modo da trovare l’accordo giusto con facilità
– Preciso anche che,quando si usano dei piccoli compensatori sul c.s. di bassa capacità,circa 250 pF cad ed

in particolare se ne usiamo 2 in parallelo,diventa molto difficoltoso accordarli separatamente ,occorre molta esperienza,altrimenti è molto probabile non riuscire a fare la taratura ,anche se conosciamo già indicativamente i valori delle capacità.
Se non si riesce nell’impresa,non rimane che ricorrere a soli 2 variabili di capacità più alta,come abbiamo già visto,ma in un unico corpo,in modo che con una singola rotazione si abbia a disposizione tutta la capacità richiesta.Ovviamente con questa soluzione,lo spazio richiesto per l’alloggiamento del π aumenta notevolmente.

– Anche così facendo,le due capacità in USCITA non sono sufficienti,per cui occorre aumentarle leggermente con due condensatori fissi ceramici posti sotto al c.s. da 82 pF cad.
– Anche così facendo,sarebbe impossibile accordare questi circuiti direttamente sull’ingresso del lineare,a caldo, per la prima volta,perchè dovendo ruotare un compensatore alla volta,a causa della loro bassissima capacità,anche con la massima attenzione,nel 99% dei casi faremmo una taratura su una frequenza
ARMONICA e quindi il lineare non potrebbe erogare la massima potenza (oltre ad altri inconvenienti).

 

40a - 301 KPi-greco d’INGRESSO per 3CX800A7 e 3CX1500A7, completo di Relè di commutazione di banda: 26-27 MHz e 27-28 MHz,il tutto è racchiuso in uno scatolino metallico contenuto nella parte inferiore del telaio. Input ed Output con prese PL. Il relè viene comandato da un piccolo deviatore posto sul pannello anteriore ed indicante le due bande 26-27 e 27-28 MHz.
Impedenza a comune fra le due bande,con i variabilini compensati con condensatori ceramici fissi per ogni banda,sistemati sotto il c.s.

 

40b -- 188 Kc.s. per il Pi-greco d’ INGRESSO

 

40c   - 222 KPi-greco d’ INGRESSO con fori per la taratura delle bande

 

41--- 177 KImpiego di L2

 

a) se aumento le spire di L2,diminuisce il ROS sulla frequanza di taratura,ma aumenta molto ai lati della banda.

Se per es. nella banda 26-27 MHz taro il π su 26,5 e ottengo un ROS di 1,1 quando vado a controllare ai

lati,cioè su 26 e su 27 MHz,il ROS aumenta notevolmente intorno a 1,8-1,9.
Questo perchè il circuito diventa più stretto.
b) Se tolgo L2,il circuito tende a diventare a banda più larga,con un ROS  leggermente più alto sulla frequenza di taratura,ma che si mantiene quasi uguale ai lati.
c) Generalmente non uso mai L2,salvo casi particolari.

 

 

3) Tarare il Pi-greco sul CATODO della valvola (K)

 

41a - 200 K

 

– il pi-greco è già stato tarato sul CF a 50 ohm ,precedentemente
– adesso colleghiamo il pi-greco direttamente sul K (catodo) della valvola
– prima eseguiamo la taratura su 26,5 MHz,poi su 27,5 MHz
– accendiamo il lineare
– mettere i variabili del pi-greco d’uscita del lineare circa a metà corsa,in modo che l’accordo vada già abbastanza bene.
– dare l’eccitazione al lineare per 2-3 sec., controllando subito quant’è il ROS in ingresso al lineare,se è alto,ruotare C1 fino a far diminuire il più possibile il ROS in ingresso al lineare,poi ruotare C2 per ridurre ulteriormente il ROS; ripetere la manovra alternativamente più volte fino a cercare di portare il ROS ad 1-1,1.
– ma attenzione anche alla potenza d’uscita del lineare perchè i variabili dovranno essere ruotati non solo per far diminuire il ROS in ingresso al lineare,ma nello stesso tempo anche per far aumentare la potenza d’uscita dello stesso lineare.
– teniamo presente che ogni volta che diamo l’eccitazione la valvola emette R.F. che si potrà scaricare facilmente sul Carico Fittizio senza danneggiare la placca.
Inoltre la potenza di eccitazione che usiamo all’inizio deve essere molto bassa,circa 5 watt,proprio perchè ancora gli accordi non sono perfetti e quindi se l’eccitazione fosse troppo alta si potrebbe surriscaldare il finale del TX come la placca della valvola.
– una volta portato il ROS intorno ad 1,1- 1 ,il trasferimento del segnale sul catodo diventa notevole e quindi anche la potenza d’uscita del tubo incomincia ad aumentare ,allora prima di procedere ad aumentare la potenza di eccitazione,si deve riaccordare il π d’uscita del lineare in modo che possa scaricare
tranquillamente la sua potenza sul carico fittizio.
– a questo punto aumentiamo l’eccitazione da 5 a 10 watt,sempre ad intermittenza,ricontrollando il ROS in ingresso al lineare.

Quando si aumenta la potenza da 5 a 10 watt,anche il ROS tende ad aumentare un po’ e allora occorre rifare le manovre descritte prima per 2 o 3 volte, per riportare il ROS possibilmente ad 1.
– si aumenta poi l’eccitazione da 10 a 20 watt ricontrollando il ROS e ritoccando il π se ce ne fosse bisogno fino a trovare l’accordo PERFETTO.
– a questo punto possiamo anche dare il massimo segnale previsto per il pilotaggio della valvola,ovviamente dovremo sempre riaccordare anche il π d’uscita del lineare per la massima uscita in modo che la valvola viaggi nelle migliori condizioni.
– ovviamente la potenza d’uscita del lineare ed un eventuale ROS in uscita dovranno essere controllati tramite il ROS-Watt in uscita al lineare stesso.

 

 

                                 USO DI UN LINEARE “PILOTA
Quando un lineare è molto potente,cioè usa delle valvole che richiedono una notevole potenza di PILOTAGGIO,a volte può non essere sufficiente usare un semplice TX come eccitatore.
In genere la maggior parte dei TX hanno una potenza che si aggira intorno a 100w in continua (di più in SSB) e quindi non conviene “tirare il collo” al TX ,ma è meglio farlo lavorare comodamente,magari a metà potenza e aggiungere un lineare “PILOTA” che abbia la potenza necessaria per spingere il FINALE comodamente.

 

48- 243 K

 

1) Accordo del PILOTA
– Mettere il FINALE in STBY

PI-GRECO D’INGRESSO
accordare il pi-greco d’ingresso del PILOTA sull’ uscita del TX per il MINIMO ROS. Generalmente nei trasmettitori commerciali l’uscita del TX è sempre a 52 ohm

PI-GRECO D’USCITA
accordare il PILOTA direttamente sul CARICO FITTIZIO a 52 Ohm

 

Alcune considerazioni

– è evidente che se useremo il PILOTA da solo direttamente in ANTENNA, il suo Pi-greco d’uscita dovrà essere ritoccato sull’impedenza dell’antenna che non sarà mai perfettamente identica a quella di 52 Ohm del Carico Fittizio.
Ma va anche detto che,poichè le differenze di impedenza sono piuttosto piccole fra il carico fittizio e l’antenna (ammesso che questa sia ben accordata),si può anche andare direttamente dal pilota in antenna senza che vi sia un forte calo della potenza trasferita. Tuttavia,in base alla potenza riflessa,ci regoleremo sul tempo di trasmissione,meno potenza riflessa ci sarà e più potremo allungare i tempi di trasmissione.

– Poichè dobbiamo tarare contemporaneamente il pi-greco d’ingresso e d’uscita del Pilota,occorre una certa prudenza e velocità.

– Mettere i variabili d’uscita del Pilota a metà corsa,

– Partire con una bassa eccitazione,per es. 10 watt

– Accordare abbastanza velocemente il pi-greco d’ingresso a piccoli colpi di portante di circa 4-5 sec.,portare il ROS il più basso possibile

– Riaccordare i variabili del pi-greco d’uscita per la massima uscita per evitare che la R.F. rimanga sulla placca della valvola arrossandola eccessivamente.

– Ripetere le manovre con 20 watt,poi con 40 watt fino alla potenza massima di pilotaggio prevista.

– a questo punto il lineare PILOTA avrà il pi-greco d’ingresso accordato sull’impedenza di 50 ohm del TX ed il pi-greco d’uscita accordato sull’impedenza di 52 ohm del Carico fittizio.

 

2) Accordo del FINALE

 

PI-GRECO D’INGRESSO
Per accordare il Pi-greco d’ingresso del finale ci sono due possibilità.

a) Possiamo eccitare direttamente il FINALE con il TX,tenendo presente che tutti i Trasmettitori commerciali hanno l’uscita tarata a 52 Ohm, regolando il pi-greco d’ingresso del finale per il MINIMO ROS.

b) Poichè il PILOTA è già stato tarato su CARICO FITTIZIO a 52 Ohm,senza più ritoccare il suo pi-greco d’uscita,possiamo eccitare direttamente il FINALE,regolando il pi-greco d’ingresso di questo per il minimo ROS.

 

3) MODALITA’ D’USO DI TUTTA LA LINEA
a) Solo il TX : mettendo il PILOTA ed il FINALE in STBY
b) Tx + PILOTA: mettendo il FINALE in STBY
c) TUTTA LA LINEA: attivando sia il PILOTA che il FINALE (STBY-ON)

 

Considerazioni

 

Se vogliamo usare tutta la linea insieme,usando dei comandi automatici dei RELE’ di commutazione,occorre regolare il RITARDO di ciascun relè in modo tale che il primo lineare ad essere attivato sia il FINALE (tramite il TX) e solo dopo il PILOTA.
Questo perchè se l’eccitazione del PILOTA arrivasse sul FINALE prima che questo sia chiuso,si avrebbe un ritorno di R.F. verso il Pilota ed il TX e ciò darebbe luogo a notevoli inconvenienti.

Se vogliamo eliminare ogni rischio con sicurezza,possiamo attivare tutta la linea contemporaneamente con un comando manuale ,evitiamo così inoltre di realizzare una marea di circuiti di comando che ci possiamo francamente risparmiare,anche perchè per esperienza,meno circuiti ci sono in un lineare e meno facile è che si inneschi un’autooscillazione che sarebbe molto pericolosa!
COMANDI AUTOMATICI

 

Occorre fare una precisazione e cioè che,se vogliamo usare tutta la linea usando dei comandi automatici per la commutazione dei vari relè (e sono tanti),occorre far sì che quando il segnale del PILOTA,che può anche essere piuttosto alto,anche di 1KW,quando arriva sul K del FINALE,occorre che questo relè sia già aperto,perchè altrimenti l’RF che arriva e trova il relè chiuso,ritorna in dietro potendo causare dei notevoli inconvenienti.
A tutto ciò,per sicurezza,si può rimediare mettendo tutte le commutazioni dei relè A MANO,ovviamente tutte in contemporanea,siamo sicuri così che tutto si svolgerà in modo perfettamente sicuro ed il segnale RF di eccitazione scorrerà libero come su un’autostrada.
ALIMENTAZIONE DELLA LINEA

 

Un consiglio personale è quello di non richiedere la corrente all’ENEL per una serie di motivi,fra i quali,non ultimo,quello economico.
Ricordiamo fin da ora,che sarebbe impossibile ottenere dall’ENEL una tale fornitura in MONOFASE (1 fase + neutro), ricordiamo che su una sola fase c’è circa 1/3 della potenza totale trifase fornita,quindi per avere una potenza MONOFASE di 15 Kw,l’Enel dovrebbe impegnare una potenza utile trifase di ben 45 Kw!!!!

Dovremo necessariamente usare una linea TRIFASE con relativo RADDRIZZATORE .
E’ molto comodo,anzichè pagare una bolletta molto salata all’ENEL,usare un GRUPPO ELETTROGENO ad accensione elettronica,di 20-25 KW TRIFASE.
Questi gruppo hanno anche un’uscita a potenza più bassa in MONOFASE 220v per eventuali altre esigenze di servizio.

Questi gruppi da cantiere si trovano facilmente usati,in ottimo stato e ad un prezzo accettabile.

Un’ultima nota è la seguente: se non volete costruire un ponte trifase,avendo un generatore da 20 Kw trifase,potrete usare solo due fasi a 380v.,entrare su un autotrasformatore con uscita a 220volt e con questi entrare in un secondo trasformatore con ingresso 220 volt e uscita Alta Tensione (monofase ).

Oppure ancora più semplice potrete prendere due fasi a 380 volt,fare un trasformatore con ingresso a 380 volt ed uscita ad Alta Tensione monofase.

Con questi sistemi avrete a disposizione su ogni fase circa 1/3 della potenza fornita e quindi in totale circa 14 Kw (non è poco!!!).

 

Corrente di fase

 

Se abbiamo ad esempio una fornitura di 15 Kw trifase avremo:

I = 15.000 : √3 . 380 = 22,8 A

 

49 -  109 K

 

50 - 273 K

Ventilatore di potenza cm 25 x 18

51 - 262 K

 

52- 185 K

3CX3000A7

 

53---214 K

 

53a-  225 K

 

 

53b - 254 KStriscia anodica di prelevamento R.F. – Dimensioni: cm 17×18 , il triangolo è formato da n.10 fogli di rame di spessore 4/10.

 

53c- 237 K

 

54 - 296 K

3CX1500A7 /8877

 

54a - 296 K

Raffreddamento anodico 3CX3000A7

 

54b- 225 K

 

54c- 200 K

Raffreddamento anodico 3CX3000A7

 

56- 233 K

Zoccolo 3-500 Z / SK – 510

 

 

56a - 273 KImpedenze di blocco anodiche,come si vede,per maggior sicurezza è bene fare una filettatura nel teflon per le prime 10-15 spire per evitare che si possano muovere nel tempo.

 

57- 190 K

 

 

58 - 338 K

 

 

59 - 277 K

 

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